(4) 对于每个平面，在 2 个特征位置都有较高先验概率处提取所有的特征匹配。

(5) 通过仿射矫正匹配特征点的位置来消除二维空间中重复结构的透视扭曲。2 个矫正过的特征点的位移是空间不变的，所以，可以用均值漂移检测平移重复模式。

提出的算法使用图像匹配特征点的偏移量来检测平移规律，即采用局部化的方式，单独( 根据软性隶属度) 对每个平面进行处理，可以检测出场景图像中是否包含不同建筑立面方向的重复结构，并在矫正的仿射空间中进行检测，在常规的图像空间中进行目标函数的优化。

在智能化的技术革命浪潮中，海量的数字图像不断涌现。然而，很多因素会导致数字图像的缺损: 一方面，数字设备采集到的原始数据不能满足多样化的实际需要，必须对图像内容进行编辑，例如修补图像中出现的瑕疵，去除图像中某个明显的物体、修复带有划痕或破损的图像等; 另一方面，数字视觉信号在获取、编码、存储、传输和后期处理过程中，往往会产生一定程度的失真，对视觉信号的质量产生严重的影响。因此，为了保证图像信息的完整性，亟需对数字图像进行合理的填充修复。

数字图像修复技术的原理是利用图像中未缺损的信息，依据特定的填充规则，尽可能地将修复后的图像呈现视觉上的自然状态，让人眼无法察觉其修复的痕迹。图像修复技术被广泛应用在文物保护、影视特效、图像压缩、图像超高分辨率分析、视频传输的错误隐藏等视觉处理领域。

根据使用方法原理的不同，图像修复算法可以归类为基于像素点和基于块的图像修复。前者修复的图像包含小范围的破损区域。此类方法包含偏微分方程模型和变分模型，统称为基于变分偏微分方程( Partial Differential Equation，PDE) 的图像修补例如基于全变分和边界重构的纹理图像修复方法和基于偏微分方程的图像修复范围破损的区域，此类方法称为图像补全技术如基于样本块的纹理合成 、基于小波变换图像补全将像修复和基于稀疏性的图像修复图像块作为操作单位，凭借缺损区域边界处的数据信息，从已知区域中寻找匹配块，根据特定计算规则确定最佳匹配块，再拷贝最佳匹配块到缺损区域中，逐步填充未知区域，从而实现整个图像修复。基于纹理合成的修复方法是根据缺损图像中的已知区域，对信息丢失的部分进行纹理合成产生新的图像块，以此修复大范围破损的区域。有较多实验证明此类方法在保持图像的结构信息上很难令人满意。

采用一种求近似解的块搜索算法，即利用相邻块传播与随机搜索，做到快速发现图像相似块并且把位置信息传播给相邻的像素点，进而找到最优的样本块，提升待修复图像在结构上的连贯性。随后，通过对块进行旋转和缩放，扩大了块匹配的搜索范围。度量图像块间的相似性除了使用对应像素的颜色空间距离，也允许采用任意描述符( 向量) ，此举增强了块匹配算法的健壮性和通用性。在构造和搜索 KD-tree 的基础上完成块匹配结果的传播。这种方法以空间换时间，能够明显加快速度，但是不容易拓展到包含旋转和缩放的变换。在结合块偏移和结构描述算子的基础上，同时利用图像块匹配的统计特性来精简优化过程中的标签数目，提出了具有全局优化效果的图优化修复算法。采用基于随机映射的快速图像修复算法，通过大幅缩小样本搜索空间，在纹理与结构方面寻找与缺损区域相似的样本，并且改进优先级计算方法，在很大程度上保证了图像结构的正确传播，克服了图像局部不连续的现象。提出通过提取中层场景结构信息指导低层次图像修复的方法，本文在该方法的基础上，借助平面结构信息进行基于块匹配的图像修复。

( 1) 读取待修复的图像，确定其破损区域 和Ω破损边缘 Ω 的信息。

( 2) 从图像的平面和规律特征出发提取图像中的结构信息。估计平面投影参数，软性地把已知区域分割成平面，并分析出这些平面间的平移规律。

( 3) 通过定义块偏移和变换矩阵，将平面结构信息转化为对块距离函数的限制来改进近似块匹配算法，从而匹配到最优相似块，拷贝至缺损区域中，逐步完成对未知区域的修复。对修复区域与背景的

( 4) 利用泊松融合算法亮度差异进行处理，实现边缘处的平滑过渡，无缝且自然地优化修复后的图像。

在通信尤其是保密通信领域,V波段有着重要应用,而现有V波段通信一般都采用上变频体制,而上变频器在这其中起着关键作用.国内外对上变频器件的研制一般分为两大类, 一为传统的立体Crossbar结构,混频管对为立体结构,串联垂直旋转在波导混频腔中, 通过上下螺钉固定,中频通过一扰动杆馈入到混频管对中央,本振反向加在混频管对上,该类电路结构调试与加工不便;另一类是随着微波工艺发展而出现的M M IC 电路,该类型电路在V 波段应用由于技术与成本原因还不是很广泛.本方案设计的上变频器借鉴了传统的Crossbar 混频器思路,改变传统的立体混频部分为平面电路, 采用平面封装肖特基势垒二极管, 本振和信号输入输出采用标准波导结构, 变频电路为平面结构.

由于V 波段的特性,直接采用同轴接头实现射频的输出插损较大,而该频段的同轴接头对制造工艺要求很高, 所以在本方案中专门设计了波导到微带线的E 面探针转换,该结构形式简单,便于加工和安装.经过在Ansoft HFSS上仿真和实测对比, 证明该结构可以用于本方案设计.波导采用标准W R-15波导.

仿真时,中频从3.5G～4.5GH z扫频.当中频功率为14dBm ,频率为4GH z ,本振56GH z ,功率为14dBm .当中频输入功率从-10～14dBm扫动时.变频损耗随着中频功率的增加而增加,但是当中频功率为14dBm时, 即等于本振信号功率时输出信号的功率最大,计算值为6 .58dBm .工程应用中根据需要在信号输出口外加一带通滤波器即可取出所需的边带.

实际测试与仿真结果略有误差,分析原因可能有加工误差, 软件仿真电路没有加入波导到微带转换损耗,在本设计中,由于电路工作于V波段, 对加工误差精度要求很高, 要求加工容差在0.02mm, 所以测试与仿真出现误差的原因主要在于加工误差精度.综合考虑波导转换的插损,电路的损耗以及加工精度带来的误差,所得的测试结果是与理论相符的, 是正确的.此外,本设计特别针对镜频抑制进行了优化设计, 由实际结果看,取得了一定效果。

随着通信技术的发展，全向天线[1~5]在通信中发挥着越来越重要的作用。全向天线又分为垂直极化全向天线，水平极化全向天线和圆极化全向天线。垂直极化全向天线易于实现,比较常见，最典型的垂直极化天线就是单极子天线。在某些特定的场合需要具有水平极化特性的全向天线来减小由于多径传播所带来的损耗，这种天线的实现方法有：旋转场天线，波导缝隙阵列和环天线。但是上述方法都很难在宽带内实现水平极化全向辐射，文章给出了一种解决宽带水平极化全向辐射问题的思路。

本文用四个改进的弯曲偶极子组合起来，并且通过计算优化，在改进的弯曲偶极子前方加上各自的耦合单元，改变了天线的电流分布，扩展了天线的带宽，同时也优化了水平面辐射方向图，达到了良好的水平极化全向辐射特性。计算结果表明：在 4.8～6.8GHz，获得了水平极化增益不圆度小于±0.7dB，交叉极化优于-20dB 的良好辐射特性。在此基础上加工了天线，并对其阻抗特性进行了测量，实测阻抗带宽和计算结果基本吻合。

要使水平极化天线具有宽带全向的辐射特性，可以用多个具有一定方向性的宽带水平极化天线元来进行组合，使它们的方向图叠加来达到水平极化全向。天线被制作在一块方型的介质基板上（介质基板选用介电常数为 2.65 的国产覆铜箔阻燃型聚四氟乙烯玻璃布压层板 F4B-2）。四个弯曲偶极子分布在圆型接地板的四周，其中每一个弯曲的偶极子的两根振子分别被制作在基板的两个面上，以达到两个振子相位反相的目的。顶部的四个弯曲偶极子的上半部分通过宽度渐变的馈线连接到 SMA 馈电探针的顶部，背部四个偶极子的下半部分通过馈线直接与圆型金属地相连接。计算后发现，这种形式的弯曲偶极子天线的带宽很窄，输出阻抗虚部的绝对值比较大，实部又太小，通过多次计算后发现，在偶极子的前方间隔一定距离加上一个耦合贴片单元可以改变偶极子上的电流分布，起到调谐的作用，使得偶极子的输出阻抗虚部的绝对值减小而实部增加，天线的阻抗带宽也随之得到改变。在加上耦合调谐贴片单元的情况下，天线的输出阻抗在 5～6GHz 的范围内有了很大的改善，且相对带宽达到了 10%，天线从不谐振到了谐振状态。于是在天线的上层基板上每个弯曲偶极子的前面间隔一定距离分别加上一个耦合弯曲贴片单元，用来改善天线的输出阻抗。

这样，对任意一个弯曲偶极子来说，中间的圆形接地面均为反射板，对四个偶极子同时馈电，经过计算后得到在中心频率为 5.6GHz 时候的天线 xoy 平面水平极化增益(Gain-Co)与交叉极化增益(Gain-Cross)和回波损耗(Return Loss)：发现对 4 个偶极子同时馈电时，xoy 平面内的水平极化增益在 45°，135°，225°，315°的方向上最大，在 0°，90°，180°，270°方向上最小。天线的水平极化增益不圆度达到了±2dB，全向性能不是很理想，该结果也与文章中相似，而且天线的相对带宽很窄，只有 10%左右。

要改善该天线水平面水平极化增益不圆度并且增加天线的带宽，一方面要加大单个弯曲偶极子前方的方向性，同时还要压缩单个弯曲偶极子的波瓣宽度来改善天线水平面极化增益。因此，考虑分别在每个弯曲偶极子的耦合调谐贴片后再增加一个耦合贴片，这类似于八木天线在驱动单元前面增加多个引向单元的功能，加上圆型金属地的反射作用的，振子的能量更多的被向前引导，改善了水平面水平极化增益不圆度；另外一方面，要扩展天线的带宽，也要改变电流在偶极子上的分布，增加电流流动路径，在耦合贴片单元前面再增加耦合贴片单元，加强了贴片和偶极子之间的耦合程度，同样改善了偶极子自身的电流分布，起到调谐的作用。改进

改进后，一方面由于偶极子弯曲过后，已经减小了水平面辐射的波瓣宽度，再加上偶极前端有两个耦合贴片，同时也增强了偶极子前方的辐射分量，改善了水平面水平极化增益不圆度；另一方面，单独一个偶极子的耦合贴片增加到两块，偶极子与贴片、贴片与贴片之间的耦合增加，改变了电流的分布，大大地扩展了天线的频带，改变了天线的输出阻抗特性。

按照上述的改进结果，分别用有限元(FEM)法和时域有限差分(FDTD)法对天线特性进行计算，经过对参数的反复调试和计算，优化了天线结构和尺寸，获得了比较理想的水平面水平极化增益和阻抗带宽。优化后的天线尺寸如下：Wd:48.4mm，Ld:48.4mm，h:1mm，L1:15mm，L2:15.1mm，D1:1.2mm，D2:1mm，D:0.5mm，K:1mm，K1:0.4mm，Kl1:1mm，Kl2:1mm，K2:0.8mm，R1:17mm，Rd:11mm。在此基础上，对天线进行了加工，采用 Agilent5230A 型矢量网络分析仪对天线的回波损耗进行了实测。实测结果和计算结果对比表明，该天线的输出阻抗特性计算结果和实测结果基本吻合，实测天线在 5.2～6.9GHz(与计算结果 4.8～6.8GHz 略有偏差)回波损耗小于-10dB。在此结果基础上，把单个偶极子的耦合贴片增加到 3 个，经过计算，发现在一定程度上还可以增加天线的阻抗带宽，但是天线 xoy 面水平极化增益下降，不圆度增加。要想继续增加这种形式天线的阻抗带宽，同时又保证水平面水平极化增益不圆度只能在天线上增加功分网络或者改变天线结构。